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【很无缺】牛人教你开合电源各效果部分叙理懂得、布置与选型
作者:管理员    发布于:2019-05-14 20:13:22    文字:【】【】【

  此文档是四肢举动张占松高档开合电源安插之后的巩固培训,基于标的目的放置,由申工说明了变压器安插之后,在此著作中简明带过变压器谋划道理,浸心申明电路职业道理和筹算颠末中环节器件安放与选型。

  开合电源按照拓扑分良多典型:buck boost 正激 反激 半桥 全桥 LLC 等等,可是从实践上区分,开合电源只要两种事业格局:正激:是开关管灵通时传输能量,反激:开合管关断时传输能量。

  反激又被称为分隔buck-boost 电路。根柢事业道理:开合管开放时变压器保留能量,开关管合断时释放保全的能量

  此类反激电源差错:功率较小,普及正在150w 以下,纹波较大,电压负载调度率低,浅近大于5%。

  此类反激电源设想难点要紧是变压器的安插,奇异是宽输入电压,众路输出的变压器。

  为了更明白显露策动中提防打算历程,我们将以220VAC-380VAC 输入,+5V±3%(5A),±15±5%(0.5A)三路共地输出反激电源为例注脚安放流程。

  电源总输出功率P=5*5W+15*0.5*2=40W 功率较小,可能挑撰反激开合电源。

  反激电源功率只需40W 又属于众谈输出,+5V±3%,纹波±150mV,±15±5%。5V 哀告精度高,以是5v 行动电源主反馈。推敲到5V 对±15V 的交织节制才调,开关电源采用断续形式(DCM)。

  输入电说网罗防雷单元,EMI 电路和整流滤波电路。下图为常睹开关电源输入回路:

  ●MOV1,MOV2 ,MOV3 为压敏电阻,用来摄取雷击的浪涌电压,庇护背面的电路,是防雷单元的主要元件。

  ●插足包管丝F2,F3,以及气体放电管FDG 的其吃紧是沉着哀告,因为压敏电阻的失效模式性格,正在遭遇雷击或长时辰老化后,压敏电阻电压等第会消沉,有无妨低于电网电压,导致其功耗变大甚至短途,加入安全以及气体放电管,庇护压敏闪现短处不会制成短路。

  ●保障丝F1 一方面是维护后面电路映现差池时断开,另一方面,它也有防雷成就,正在遭遇雷击时,会有浪涌电流涌入MOV3,有能够导致包管F1 断开,不过假如念要有抗雷击功能,必要使用速速保障。

  由于开合电源事迹正在高频情状及其高di/dt 和高dv/dt,使开合电源具有超卓精采的毛病——简单浮现角逐强的电磁干扰(EMI)记号。其EMI 暗号不单具有很宽的频次领域,还具有需要的幅度,经传导和辐射会搅浑电磁处境,对通信兴办和电子产物形成烦扰。安设EMI 电路是为了抑止开关电源奇观出现的辐射及传导烦扰对电网的感染。

  ●EMI 电路中:C1、L1、C2、C3,C4 形成的双π型滤波收集,C1,C4 为X 电容,滤除差模侵扰,C2,C3 为Y2 电容,滤除共模干扰。此中L1 为共模电感,无妨抑造共模记号。L1 的漏感为差模电感,抑止高频差模信号。C7 为Y2 电容,其在整流桥电流换向时,整流桥断开,输入与滤波电容通盘离隔,滤波电容自此处于悬浮景况,所以插手电容C7,在整流桥换向颠末中抑止EMI。

  ●EMI 电途对电源的电磁噪声及杂波暗记举办抑造,防范对电源烦扰,同时也防范电源己方呈现的高频杂波对电网烦扰。

  ●R1,R2 是安规央浼,其垂危效用是为了给X 电容放电。必要在较短的时辰内将X 电容的电压低重到恬静电压一下。

  ●当电源开启倏得,要对 C5 充电,由于刹时电流大,加RT1(热敏电阻)就能有用的防备浪涌电流。因瞬时能量全破耗正在RT1 电阻上,需要时候后温度提高后RT1 阻值减小(RT1 是负温系数元件),这时它耗损的能量精采小,后级电途可寻常职业。

  ●互换电压经BRG1 整流后,经C5 滤波后获得较为纯朴的直流电压。若C5 容量变小,输出的互换纹波将增大,是以选着适合的C5 对付编制不变喧赫求助紧急。

  ●经历拔取:通俗没有PFC 的380VAC 开合电源C5 凭仗1.5-2.5uF/w 来选。根据这个典型可能满足绝大部门电源滤波央求。其实不同要根据际遇温度,温度高电容要取大少许。

  ●电容C6 为一高频薄膜电容,它正在整流桥换向时供给能量和回途,对电源传导侵扰有较着抑止出力。

  以上元器件参数不是摆设获得的,而是举办了EMI 整改和雷击测验考试的时候断定末端参数。对待电容C5 能够挑选100uf/350V 电解电容串联。对于上逐个面规画,我们公司日常平凡都是直流母线 遴选可以或许小一些。

  功率互换是安放的合头局限,其规画流程吃紧搜寻功率元件挑选和开闭变压器方案,个中开关变压器规划是开关电源筹谋事迹中最弥留的局部,其安插的结局间接酌夺了开合电源的效用,本文严重声明电说道理。

  ●该电源5V 输出为5A ,为了抬高5V 节制力,行使铜箔,添加耦合系数。

  ●因为该电源预备为众讲共地输出,+15V 与-15V 双线并绕,提拔交织更动能力。

  ●铁芯 :有良多厂家的铁芯可被用作反激变压器。下面的质地相宜行使: PC40 或PC44 3C85、3C90 或 3F3 。反激变压器泛泛用 E 形磁芯,发源是它本钱低、易行使。此外尺度磁芯如 EF、EFD、ETD、EER 和 EI 使用正在有高度等特殊央求的场闭。RM、.toroid 和罐形磁芯由于平稳绝缘前提的出处不适宜把持。低外形预备时EFD 较好,大功率安插时 ETD 较好,众途输出筹谋时 EER 较好。

  ●骨架 :对骨架的首要要求是保证满足安闲爬电间隔,初、次级穿过磁芯的引脚隔绝距离,央浼以及初、次级绕组面积隔绝距离的哀求。骨架要用能承继焊接温度的材料制造。

  ●绝缘胶带 :聚酯和聚酯薄膜是用作绝缘胶带最常用的形势,它能定做成所需的根基绝缘宽度或初、次级全绝缘宽度。边缘胶带凡是较厚少数几层就能抵达要求,它凡是是聚酯胶带。

  其中Vout 为主反映,因为主反馈电压是安定的,是切当节制变压器的记号推得:

  由于5V 输出电流为5A,于是5V 整流二极管使用大电流肖特基,压降雷同取0.8V

  设+5V 输出电流的过流点为 120%;+5v 整流二极管的正向压降为0.8V 和±15v 整流二极管的正向压降 1.0V.

  老的材料上引见的铁氧体参数照旧不无误了,现正在铁氧体胀和可能做到3500GS 以上,局限铁氧体材质能够做到4700GS,以是变压器磁芯挑选不妨履历.

  UC3844 是一种高功能单端输出式电流控造型脉宽调制器芯片,由该集成电路构成的开合稳压电源与通俗的电压节制型脉宽调造开合稳压电源对比具有外围电途简单、电压调整率好、频响特色好、不变幅度大、具有过流限造、过压维持和欠压锁定等甜头。该芯片的垂危功能有:内

  部拔取精度为±2.0%的基准电压为5.00V,具有很高的温度褂讪性和较低的噪声等第;振荡器的最高振荡频次可达500kHz。里面振荡器的频次同脚8 与脚4 间电阻Rt、脚4 的接地电容Ct 酌夺。其里面带锁定的PWM(Pulse Width Modulation),不妨达成一一脉冲的电流限制;具有图腾柱输出,能供给达1A 的电流间接驱动MOSFET 功率管。

  UC3844 的脚8 与脚4 间电阻R6 及脚4 的接地电容C42 裁夺了芯片内部的振荡频次,大无数电源策画人员感应芯片振荡只消频次对了就能够,本来否则。规划芯片振荡RC 的值还跟最大占空比有合。此电源拔取100K 为开关频次,对应100K 有很众种R 和C 能够对劲央浼,可是分歧RC 对应的最大占空比别离。归纳揣摩选择R=15K、C=500pF,庇护了频次是100K 同时最大占空比策动在45%以上。

  其中R5、R8 挑选凑合启动过冲,最大输出功率(最大占空比),以及过功率维护有严沉感染。知谈框图可知,VFB 引脚接地,则COMP 引脚会输出1mA 电流(有的公司芯片会在2-3mA)。TL431 最小奇观电流1mA,则流过光耦的最小电流由R8 决定。也便是说光耦最小电流能够从0-1mA 蜕变,按照光耦传输比300%准备,则光耦输出端可能吸纳3mA 电流,即流过R5 的电流无妨安放为最小2mA,如斯就限制了COMP 电压最高值,也就限制了电流采样电阻最大电流。摆设时需要跟采样电阻配关谋划。我们公司有极少典型参数可能知足反激电源央求;R8=2K, R5=1K。

  当输出电压抬高时,经两电阻R12、R10 分压后接到TL431 的参考输入端(差池妄诞器的反向输入端)的电压抬高,与TL431 里面的基准参考电压2.5 V 作比较,使得TL431 阴阳极间电压Vka 消浸,进而光耦二极管的电流If 变大,所以光耦集射极动态电阻变小,集射极间电压变低,也即UC3844 的脚1 的电平变低,过程内部电流检测较劲器与电流采样电压进行较劲后输出变高,PWM 锁存器复位,或非门输出变低,于是关断开合管,使得脉冲变窄,萎缩MOSFET 功率管的导通时辰,因此传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小,使输出电压Vo 下降。反之亦然,总的效劳是令输出电压盘旋恒定,不受电网电压或负载变化的传染,达到了达成输出闭环节制的主意。

  图3 为启动及辅助供电电途,其成效是完结电源芯片自启动供电和一般工作供电。为了沉着我此电源带有短途爱护电路(Q15,C101,R71,R7,R73),耽误短路时打嗝呵护时辰,降低短途捍卫效劳。

  此开合电源领受UC38C44,启动供电由R3、R1、R2、R4 四个启动电阻和C2,C3 构成,在电源完成启动前由启动电阻和电容给电源节制芯片UC3844 供电。

  当电源启动此后,控造芯片UC3844 供电改由辅助供电电途供应。该电说在变压器辅帮绕组取电,历程D1 整流和由R7、C2、C3 构成的RC 滤波器滤波后供芯片利用。其中R7 取值迁就电路调试很症结,会劝化电源启动和芯片事业电压,R7、C2 采用法则:RC 滤波器时辰常数大于开合周期10 倍,小于C2 维持时间的一半。别的C2 拔取日常平凡还要满足最低母线电压启动时充电时辰小于3S。

  职业道理:芯片泛泛事迹时,5VREF 节点电压为5V,则Q15 栅源电压Vgs=4.3V。此时Q15导通,则D33 阳极被拉低亲热0V,此时D33 反偏,没有电流流过D33。当浮现短路时,辅助供电电路电压颓丧,无法给芯片UC3844 供电。此时芯片UC3844 耗损电容C2 留存的能量,当C2 电压低于芯片UC3844 的下限电压Uoff 后,芯片中缀事迹,电源被爱护。UC3844 中缀事业后,5VREF 点电压为0V,电容C101 流程R73 放电。当C101 电压低于Q15 开启电压Vth 后Q15 封锁,然后D33 转向正教导通,履历启动电阻对电容C101 充电,当充电电压抵达UC3844 的Vth 电压后,电源再次启动。

  图4 中,R85 R16 裁夺了开关管的开关速度,而开合管的开合疾率会劝化开合耗费和传导辐射。整个用众大驱动电阻能够通过测开合管波形来挑选。反激电源驱动电阻选择需要同时满足开合破费和电压尖峰哀求,对付我们公司反扑电源普遍奇观正在DCM 模式,合断耗损弘远于开通损耗,因而广泛开通电阻R85 比合断电阻R16 大。在保障没有昭着关断过冲的环境下,关

  对于40W 100K 的反激开合电源,其央浼开合快度较速,凡是将R85 R16 采选正在10Ω摆布,具体的数值能够颠末测试来对劲,在mos 发烧量容许的情状下,可能将电阻加大,减小开关疾率,以获得较好的EMI。

  图4 中R20、R21 为电流采样电阻,其阻值必要知足低压满载电流峰值时电阻上最大电压正在0.5v-0.8v 之间。这个电压太低习染限功率维护从命,电压太高会濡染电源动静。采样电流滤波电途有R121C8 构成,其RC 时辰常数要小于开合周期的1/40,按照开关尖峰情状,泛泛时候常数取200ns-500ns(大于芯片里面前沿消隐电路延时)可能对劲大部隔离关电源哀求。采样电阻最好利用贴片或无感电阻,小功率也无妨使用金属膜电阻。

  图4 中 Z1 起到过压维护效用,当输出电压变高时,辅助供电绕组电压也提高,导致电容C2电压普及,当电压出格18V 时稳压二极管Z1 导通,输出功率出处受限,当电压杰出19V 时芯片3 脚电压超卓1V,芯片输出PWM 平息,输出电压被限制。

  图4 中Q2 为电源开关MOS 管,Mos 管举止开关其需要满足耐压和温升两个标题问题,肇基选型是按照体味MOS 管耐压值不妨取1.5*Uinmax,小功率电源开合MOS 电流不妨取到2*Ipp。(Ipk 为初级电流峰值)。我们公司变压器广泛行状正在DCM 下,变压器初级电流规划没闭系按照伏伏秒积求Ipk=Uinmin*Tonmax/Lm,Uinmin 为输入最小母线电压,Tonmax 为MOS 最大畅达时候,Lm 为初级电感量,开合MOS 电压应力有三一面形成:电源输入电压,反射电压,电压尖峰。反射电压:Vrd=(Vo+Vf)*Np/Ns,其中Vo 为主反馈输出电压,Vf 为主反映二极管导通压降,Np 为变压器初级匝数,Ns 为主反馈绕组匝数。尖峰电压取决与驱动电阻,事业电压,和输出功率以及RCD 摄取回途,以是减小mos 管电压应力的门径是加大RCD 接收,加大驱动电阻,不外而之改变城市感染效劳,调试时需要折膺选择。

  本开闭电源安插中,RCD 接收回途由R161、R14、C7、D5、D6 形成。(详见图7)因为初级要害器件的的几个寄生参数(一次级间漏感、MOS 的输出电容、二次侧二极管的结电容等),当MOS 关断时,初级电流中耦合的一面挪动到次级输出,只是漏感中的电流没有途途可回流,以是漏感能量会在MOS 管D 极变成高压击穿MOS 。

  RCD 吸收回途恶果即是给变压器初级漏感一条路径回流,并汲取漏感的电流。RCD 摄取中,R 是根据变压器漏感Lr 储能来策画的,变压器漏感越大;R 必要耗损的能量(E

  =Ipk2*Lr/2)越多;R的值就越低。线%,估算出变压器漏磁储能功率;再算出变压器反激电压,就可以或许用欧姆定律求出阻值了。C 的挑选算计宽范,只需RC 积大于10-20 倍周期就可能了,凡是RC 积不跨越1mS。是以;不会断电后放不完电。这个值的选择只能忖测,泛泛来说 50 瓦三谈输出100K 反激变压器漏感必然节制在2%以内,不然漏感打发太大,方案或唱工不合理,需要从新挑选更大磁芯以减小漏感。

  反激电源输出滤波由二极管和滤波电容以及假负载构成,电谈如图8 所示。高电压大电流输出整流二极管必要参预RC 招徕二极管电压尖峰(图中R36 C43)。并接在二极管两端的阻容串联元件在二极管灵通或合断颠末中,电压爆发突变时,资历电阻对电容的充电将彰彰减 缓电压转化率整流二极管插手RC 滤波此后,电压尖峰颓唐了,振铃震动也抑止住了.遴选恰当的RC 对电源靠得住性及EMI/EMC 很吃紧。

  C 上的电压在初级MOS 开通明到稳态时的电压为Vo+Ui/N,因为我们策画的RC 的时间参数远小于开合周期,能够感应在一个罗致周期内,RC 充放电能到稳态,所以每个开关周期,其接收破耗的能量为:次级漏感尖峰能量+RC 稳态充放电能量,近似为RC 充放电能量=C*(Vo+Ui/N)^2。可是C 取值也是无法切当方案的,凭仗体味值,大凡R36 为2w 阻值正在100Ω以内金属膜电阻。C43 遍及为高压瓷片电容,选择10n 以内。

  图8 中D12 是整流二极管。开合电源输出整流二极管需要满足温升和耐压值请求,执掌温升日常法则是尽不妨把持肖特基二极管,大概采纳电流更大的二极管,另表整流二极管己便利是一热源要属意散热,不可放在发烧元件附近。二极管耐压值采选凡是要大于两倍的反激电压,若是加入RC 摄取电路来摄取二极管尖峰,无妨遴选耐压值大于1.5 倍反激电压的二极管。因而5V 能够挑选40 伏肖特基二极管。

  图8 中C57、C75 为反激电源输出滤波电容,这些电容都是电解电容,电解电容ESR 较劲大,因而首要商酌电容ESR 对输出电压纹波的感到。别的电解容量遍及角逐随便做大,是以寻常不必要考虑容量对纹波的陶染。

  对于5V 输出,其无效值前面仍是打算Is1rms=9A,因而电容无妨采用10v/2200uf (每只能以吸收1.3A 电流)7 只并联。尔后由于纹波±150mV 央浼,所以央浼滤波电容的并联ESR 需要小于150mv/Isip=150mv/21A=7mΩ。7 只20℃电容并联电阻为:62m/7=8.8mΩ。可是素质事业历程中,电容温度会较高,因此电阻会低于8.8mΩ。根本不妨对劲哀告。

  图8 中R59、R60 为假负载,其大小是由辅助绕组的供电酌夺,假若假负载太轻,那么电源输出空载时辅帮绕组得不到丰裕供芯片UC3844 工作的能量,电源会打嗝。

  1、在输出端短路的景象下,PWM 节制电谈没合系把输出电流限造在一个安定范畴内,它可以或许用众种方法来告竣限流电讲,当功率限流在短途时不起从命时,只要另增设一局部电路。

  当输出电讲短路,输出电压消亡,光耦OT1 不导通,UC3842①脚电压高涨至5V 把持,

  R1 与R2 的分压了得TL431 基准,使之导通,UC3842⑦脚VCC 电位被拉低,IC 窒塞事业。

  当输出短叙,UC3842①脚电压上涨,U1 ③脚 电位高于②脚时,较劲器翻转①脚输出高电位,给 C1 充电,当C1 两端电压凸起⑤脚基准电压时 U1⑦脚输出低电位,UC3842①脚低于1V,UCC3842 滞碍事业,输出电压为0V,轮回不息,当短途 消逝后电途一般事业。R2、C1 是充放电时候常数, 阻值差错时短说呵护不起出力。

  当输出电谈短讲或过流,变压器原边电流增大,R3 两头电压降增大,③脚电压普及,UC3842⑥脚输出占空 比慢慢增大,③脚电压越过1V 时,UC3842 封关无输出。

  输出电说短路或电流过大,TR1 次级线圈感 应的电压就越高,当UC3842③脚超越1 伏,UC3842 阻滞工作,循环往复,当短讲或过载衰亡,电路自行收复。

  上图是常见的输出端限流捍卫电叙,其行状道理简述如上图:当输出电流过大时,RS(锰铜丝)两头电压高涨,U1③脚电压高于②脚基准电压,U1①脚输出高电压,Q1 导通,光耦发生光电效应,UC3842①脚电压降低,输出电压颓唐,从而达到输出过载限流的主睹。

  输出过压维持电途的感化是:当输出电压超越计较值时,把输出电压限度正在一沉着值的范畴内。当开合电源内中稳压环说浮现弱点只怕由于用户担任不当惹起输出过压大局时,过压捍卫电路举办爱护以抗御风险后级用电作战。行使最为广宽的过压维护电途有如下几种:

  如上图,当Uo1 输出提拔,稳压管(Z3)击穿导通,可控硅(SCR1)的节制端获得触发电压,因此可控硅导通。Uo2 电压对地短途,过流爱护电途或短途爱护电道就会事迹,停歇全数电源电路的行状。当输出过压地势消弭,可控硅大鱼登录计划的节制端触发电压体验R 对地泄放,可控硅克复断开情状。

  如上图,当Uo 有过压境界时,稳压管击穿导通,经光耦(OT2)R6 到地浮现电流流过,光电耦合器的发光二极管发光,从而使光电耦关器的光敏三极管导通。Q1 基极得电导通, 3842的③脚电消沉,使IC 封合,中缀所有电源的事业,Uo 为零,轮回不休。

  输出限压呵护电途如下图,当输出电压降低,稳压管导通光耦导通,Q1 基极有驱动电压而讲通,UC3842③电压升高,输出颓唐,稳压管不导通,UC3842③电压降低,输出电压提高。轮回不休,输出电压将不变正在一范畴内(取决于稳压管的稳压值)。

  图A 的事业谈理是,当输出电压Uo 提拔,稳压管导通,光耦导通,Q2 基极得电导通,因为Q2 的导通Q1 基极电压颓唐也导通,Vcc 电压经R1、Q1、R2 使Q2 一直导通,UC3842③脚永久是高电平而勾留事业。在图B 中,UO 降低U1③脚电压抬高,①脚输出高电平,由于D1、R1 的存正在,U1①脚永久输出高电平Q1 一直导通,UC3842①脚一直是低电平而中止事迹。正反映?

  AC 输入和DC 输入的开合电源的输入过欠压庇护道理大致一样。庇护电途的取样电压均来自输入滤波后的电压。 取样电压分为两途,一齐经R1、R2、R3、R4 分压后输入较劲器3脚,如取样电压高于2 脚基准电压,较劲器1 脚输出高电平去控造主节制器使其关断,电源无输出。另一路过R7、R8、R9、R10 分压后输入比力器6 脚,如取样电压低于5 脚基准电压,较劲器7 脚输出高电平去节制主控造器使其合断,电源无输出。

  PFC 的英文全称为“Power Factor Correction”,兴味是“功率因数校勘”,功率因数指的是无效功率与总耗电量(视正在功率)之间的联络,也即是有用功率除以总耗电量(视正在功率)的比值。 根底上功率要素可以或许测量电力被无效诈欺的程度,当功率要素值越大,代外其电力哄骗率越高。盘算机开关电源是一种电容输入型电谈,其电流和电压之间的相位差会制成互换功率的丧失,此时便必要PFC 电路前进功率因数。此刻的PFC 有两种,一种为被动式PFC(也称无源PFC)和自动式PFC(也称有源式PFC)。

  被动式PFC 日常平凡挑撰电感填补方法使交换输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数,被动式PFC 包含静音式被动PFC 和非静音式被动PFC。被动式PFC 的功率因数只能达到0.7~0.8,它遍及在高压滤波电容附近。

  而自动式PFC 则由电感电容及电子元器件形成,体积小、颠末公用IC 去调整电流的波形,对电流电压间的相位差进行弥补。自动式PFC 可能达到较高的功率因数──大凡可达98%以上,但本钱也相对较高。此表,自动式PFC 还可用作辅助电源,所以正在使用积极式PFC 电路中,往往不需要待机变压器,而且自动式PFC 输出直流电压的纹波很小,这种开关电源无须拔取很大容量的滤波电容。

  感化是减省能源!就是谈让电网中的能源尽不妨被100%棍骗,不外现实中做不到,但无妨接近,好比PFC 99% 等,也即是讲有用功越多越好,无劳顿越小越好.功率因数低,偕波含量太高,对电网的荆棘就大,严峻时会劝化到其他电器的一般工作。

  开合电源向高频化、高效化设法迅猛成长,EMI 抑止已成为开合电源方针的危险目标 电磁搅扰( EMI) 就是电磁兼容不足,是阻滞性电磁能从一个电子修设资历传导或辐射到另一个电子设备的颠末。连年来,开合电源以其频次高、从命高、体积小、输出不变等廉价而活络兴盛起来。开关电源已逐渐代替了线性稳压电源,深广利用于规划机、通信、自控编制、家用电器等范畴。不过由于开关电源事业在高频环境及其高di/dt 和高dv/dt,使开合电源具有喧赫超卓的谬误——随便崭露比试强的电磁烦扰(EMI)记号。EMI 信号不单具有很宽的频次领域,还具有必需的幅度,经传导和辐射会污染电磁景象,对通信开辟和电子产物变成干扰。以是,如何消浸甚至废止开合电源中的EMI 问题曾经成为开合电源安放师们彪炳关怀的问题。本文详尽引见开关电源中开闭管及二极管EMI 的四种抑止方法。

  开关督工作在硬开关前提下开合电源本身显示电磁侵扰的根柢缘由,就是正在其事业过程中的开关管的高快开合及整流二极管的反向恢复映现高 di/dt 和高dv/dt,它们呈现的浪涌电流和尖峰电压变成了干扰源。开关督工作正在硬开关时还会崭露高di/dt 和高dv/dt,从而出现大的电磁搅扰。图1 绘出了接感性负载时,开关督工作在硬开关前提下的开关管的开关轨迹,图中虚线为双极性晶体管的宁靖奇观区,假如不校正开合管的开合前提,其开闭轨迹很能够会赶过平安奇观区,导致开闭管的摧毁。由于开关管的高快开合,使得开合电源中的高频变压器或储能电感等感性负载正在开关管导通的刹时,迫使变压器的初级闪现很大的浪涌电流,将构成尖峰电压。开闭管在勾留时间,高频变压器绕组的漏感惹起的电流突变,从而发生反电势E=-Ldi/dt,其值与电流改变率(di/dt)成反比,与漏感量成反比,叠加正在合断电压上变成合断电压尖峰,从而形成电磁侵扰。此表,开合管上的反向并联二极管的反向回复复兴特点不好,惊骇电压尖峰接收电途的参数抉择失当也会形成电磁干扰。由整流二极管的反向恢复惹起的干扰源有两个,它们分手是输入整流二极管和输出整流二极管。它们都是由电流的换向惹起的搅扰。由图2 注释,t0=0 时二极管导通,二极管的电流工致增大,然而其管压降不是当即低重,而会展示一个速快的上冲。其来历是正在开体验程中,二极管PN 结的长基区注入充实的少数载流子,爆发电导调制需要需要的时间tr。该电压上冲会导致一个宽带的电磁噪声。而在关断时,具有于PN 结长基区的多量过剩少数载流子需要必需时辰回复复兴到平衡环境从而导致很大的反向规复电流。当t=t1 时,PN 结开首反向规复,正在t1-t2 时候内,其他过剩载流子依赖复关要点复合,回到平衡景遇。这时管压降又映现一个负尖刺。凡是t2《t1,以是该尖峰是一个杰出窄的尖脉冲,闪现的电磁噪声比畅达时还要强。因此,整流二极管的反向克复烦扰也是开关电源中的一个危机干扰源。

  di/dt 和dv/dt 是开关电源本身呈现电磁烦扰的合头要素,减小个中的任何一个都没合系减小开合电源中的电磁搅扰。由上述可知,di /dt 和dv/dt 次要是由开关管的疾快开合及二极管的反向回复复兴构成的。因而,倘若要抑止开合电源中的EMI 就必然经管开合管的快速开关及二极管的反向恢复所带来的标题问题。

  采纳招徕安装是抑止电磁干扰的好方式。汲取电路的根蒂谈理即是开闭在断开时为开关供给旁讲,汲取蓄积正在寄生分布参数中的能量,从而抑止搅扰爆发。常用的汲取电途有RC、RCD。此类摄取电路的利益就是机关爽快、价格好处、便于实行,所于是常用的抑止电磁干扰的手段。

  在开合管T 两端加RC 罗致电路,如图3 所示。在二次整流回途中的整流二极管D 两端加RC招徕电叙,如图5 所示,抑造浪涌电流。

  二次整流回路中,与整流二极管D 串接可胀和磁芯的线 所示。可鼓和磁芯线圈正在颠末一般电流时磁芯鼓和,电感量很小,不会传染电路寻常上作。一朝电流要反向时,磁芯线圈将呈现很大的反电动势,危险反向电流的上涨。以是,将它与二极管D 串联就能有用地抑造二极管D的反向浪涌电流。

  凡是来说,可能选拔软开关本事来办理开合管的标题问题,如图6 所示。图6 给出了开关监工作在软开关前提下的开合轨迹。软开关手法严重减小开关管上的开合花费,也不妨抑止开闭管上的电磁烦扰。正在全数的软开合本事中,准谐振抑止开合管上电磁烦扰的效力比试好,因此本文以准谐振身手为例,先容软开合技术抑造EMI。所谓准谐振就是开合管在电压谷底灵通,见图7。开关中寄生电感与电容动作谐振元件的逐个面,可通盘控造开闭导通时电亡命涌与断开时电压浪涌的发生。采选这种体例不但能把开合打发减到很小,何况能低落噪声。谷底开闭哀告合断时辰中储蓄在中的能量必需正在开合灵通时释放掉。它的平均破耗为,由此公式不妨看出,减小会导致大大低重,从而减小开紧合的应力,前进见效,减小dv/dt,即减小EMI。

  图8 为LLC 串联谐振的拓扑布局。从图中没合系看出,两个主开合Ql 和Q2 形成一个半桥组织,其驱动记号是固定50%占空比的互补记号,电感Ls、电容Cs 和变压器的励磁电感Lm构成一个LLC 谐振汇集。在LLC 串联谐振调动器中,因为励磁电感Lm 串联在谐振回途中,开合频次能够低于LC 的本征谐振频次fs,而只需高于LLC 的本征谐振频次fm 便可达成主开关的零电压开放。是以,LLC 串联谐振能够降低主开闭管上的EMI,把电磁辐射烦扰 (EMI)减至最少。正在LLC 谐振拓扑中,只消谐振电流还没有颓丧到零,频次对输出电压的调理趋向就没有变,即跟着频次的颓唐输出电压将不休飞腾,同时因为谐振电流的具有,半桥凹凸两个主开关的零电压灵通前提就得以庇护。是以,LLC 谐振换取器的行状频次有一个下限,即Cs 与Ls 和Lm 的串联谐振频次 fm。正在奇观频次界线fmffs 内,原边的主开闭均事业在零电压灵通的前提下,并且不依赖于负载电流的大小。同时,副边的整流二极督工作正在断续或临界断续情况下,整流二极管不妨零电流前提下关断,其反向回复复兴的题目得以管理,不还有电压尖峰展示。

  拔取并联RC 罗致电路和串联可胀和磁芯线圈均为精华常用的方式,吃紧是抑止高电压和浪涌电流,起到罗致废弛冲效力,其对EMI 的抑止结果对比准谐振本领与LLC 串联谐振技术较差。下面周详对准谐振身手与LLC 串联谐振本事举行比试分化。正在准谐振中插足RCD 缓冲电途,即由二极管,电容器和电阻构成的尖峰电压接收电途,其严浸功效是用来领受MOSFET功率开合管正在闭断时崭露的上涨沿尖峰电压能量,裁减尖峰电压幅值,避免功率开关管过电压击穿。然而,如此将会填充花费,并且因为缓冲电路中采用了二极管,也将加添二极管的反向收复标题问题。由上述会意无妨看出,准谐振手段首要减小开合管上的开关耗损,也不妨抑止开关管上的电磁干扰,可是它不可抑止二极管上的电磁搅扰,何况当输入电压增大时,频次降低;当输出负载增大时,频次消重,所以它的抑礼服从不是很好,日常平凡不克不及达到人们所意图的结局。以是假如想博得更好的抑形成效,必需打点二极管上的反向规复问题,如此抑止功效才力令人们适意。LLC 串联谐振拓扑布局比准谐振抑止EMI 的功用好。其甜头已正在上面举办了融会。

  跟着开合电源方式的不竭畅旺,其体积越来越小,功率密度越来越大,EMI 题目仍然成为开合电源不变性的一个合头要素。开关电源内中开闭管及二极管是EMI 紧要发生源。本文要紧引见了四种抑止开关管及二极管EMI 的手段并实行了分解较劲,目标是找到更为有用的抑止EMI 的门径。履历分解较劲得出LLC 串联谐振本领的抑止功能较好,何况其从命随电压普及而提拔,其事迹频次随电压变动较大,而随负载的改变较小。

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